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具备出色稳定性的CoolSiC™ MOSFET M1H
发布日期:2024-01-23 06:44     点击次数:151

引言   过去几年,实际应用条件下的阈值电压漂移(VGS(th))一直是SiC的关注重点。   英飞凌率先发现了动态工作引起的长期应力下VGS(th)的漂移现象,并提出了工作栅极电压区域的建议,旨在最大限度地减少使用寿命内的漂移。[1]。   经过不断研究和持续优化,现在,全新推出的CoolSiCMOSFET M1H在VGS(th)稳定性方面有了显著改善,几乎所有情况下的漂移效应影响,都可以忽略不计。  现象描述   VGS(th)漂移现象通常是通过高温栅极偏置应力测试(DC-HTGS)来进行描述的,该测试遵循JEDEC等标准定义的测试准则进行。   近期的研究结果表明,与相应的静态栅极应力测试(DC-HTGS)相比,包括V_(GS(off))<0V在内的正负电源驱动,交流AC栅极应力引起的阈值电压漂移更高,这一发现为SiC MOSFET器件的可靠性带来了新视角[1,3]。   图1显示了交流(AC)和直流(DC)应力条件下的不同影响。VGS(th) (ΔVth)的数据变化是使用数据表[1]中的最大条件得出的。   图中可以看到两个不同的斜率,第一个对应的是典型的类似直流DC的漂移行为(“直流拟合”);第二个更大的斜率对应的是正负电源的交流AC应力效应(“交流拟合”),也称栅极开关不稳定性(GSI)。

wKgZomWuIIeAEr9mAAAvU7Yer0U940.png 图1:连续栅极开关应力期间的漂移: VGS,(on)=20V;VGS(off)=−10V; Tvj,max=150°C and f=500kHz.[1]

 我们的结论是:开关周次数超过10⁸的应力条件下,交流漂移是造成应力的主要原因;开关周次数较少时,直流漂移是造成应力的主要原因。   数据显示,开关应力会导致VGS(th)随时间缓慢增加。由于阈值电压VGS(th)增加,可以观察到沟道电阻(Rch)的增加。这种现象由等式(1)描述,式中,L是沟道长度,W是沟道宽度,μn是电子迁移率,Cox是栅极氧化层电容,VGS(on)是导通状态栅极电压,VGS(th)是器件的阈值电压[1]。wKgZomWuIJKAbQl4AABoO0MmMSs359.png 总RDS(on)是由各电阻的总和决定的,即沟道电阻(Rch)、结型场效应晶体管电阻(RJFET)、漂移区的外延层电阻(Repi)和高掺杂SiC衬底的电阻(RSub)。等式(2)描述了总RDS(on)的整个组成。   因此,VGS(th)的增加会导致沟道电阻略有提高,从而造成RDS(on)提高,以及久而久之产生的导通损耗。wKgaomWuIJ6AbqCJAAAjg3UpUiA101.png栅极开关应力   为了确保和预测我们的CoolSiC™ MOSFET在典型开关工作期间电气参数的长期稳定性,我们开发并采用了一种新的应力测试:栅极开关应力测试(GSS)。该测试可以让您直接确定电气参数漂移,这些漂移通常在正负驱动电压模式下运行(正V(GS,on):导通;负VGS(OFF):关断)。该测试可以让开发人员量化上述新的失效机制,因此,是鉴定SiC MOSFET的必要条件。   GSS测试涵盖了所有重要的漂移现象,包括在器件正常工作期间发生的漂移现象。除了缺失的负载电流(它本身不会改变我们所观察到的漂移行为)[3],我们通过保持与典型应用条件相似的栅极开关特性(例如,电压斜率),尽可能地模拟应用(参见图2)[1]。为了涵盖在实际SiC MOSFET应用中非常常见的栅极信号过冲和下冲的潜在影响,我们通过在数据表所允许的最大栅极电压和最大静态结温(Tvj,op)下施加应力,来实现最坏情况。

wKgZomWuIKWAEiM7AAAbkZ5CKcg261.png 图2:频率f=500kHz时, 典型的GSS栅源应力信号。[1]

  在最坏情况下进行测试,可以让客户确信自己能够在整个规格范围内使用该器件,而不会超过漂移极限。因此,这种方法保证了器件的出色可靠性,同时也便于安全裕度的计算。   除了VGS(th),栅极漏电流IGSS等其他参数也得到了测量,并在被测硬件上保持一致[1]。  最坏情况的寿命终止漂移评估及其对应用的影响   在开发逆变器的过程中,一大任务就是预测设备的使用寿命。因此,必须提供可靠的模型和信息。在各种工作条件下,进行了大量的测试后,我们就能开发出一个预测性的半经验性模型,该模型描述了阈值电压随任务曲线参数的变化, 电子元器件采购网 例如:应力时间(tS)、栅极偏置低电平(VGS(off))、栅极偏置高电平(VGS(on)),开关频率(fsw)和工作温度(T)(ΔVGS(th) (tS,VGS(off),VGS(on),fsw,T))[3]。   基于该模型,我们建立了一种评估阈值电压漂移的方法,使用最坏情况寿命终止曲线(EoAP)来计算相对R(DS(on))漂移。在应用中,以任意频率运行一定时间,我们可以计算出至EoAP之前的开关周期总数(NCycle)。然后,使用NCycle读出相对RDS(on)漂移。   周期数取决于开关频率和工作时间。典型的硬开关工业应用(例如,太阳能组串逆变器)使用16-50 kHz的开关频率。使用谐振拓扑的逆变器的开关速度通常超过100kHz。这些应用的目标寿命通常在10-20年,而实际工作时间通常在50%-100%。  以下示例提供了一个样品评估:

目标寿命[年]:20

实际工作时间[%]:50%=>10年

实际工作时间[s]:315,360,000s(10年)

开关频率[kHz]:48

周期持续时间[s]:1/开关频率=0.0000208

寿命终止时的周次数=~1.52E+13

  导通电压为18V时,预计25°C时的RDS(on)的相对变化小于6%,175°C时小于3%,见图3(图3中的绿点)。

wKgZomWuILiAAHvZAAXq2D16jvU554.png 图3:VGS(on)=18V、Tvj,op=25°C、125°C和175°C [2]时的相对RDS(on)变化

  图4示例基于最近推出的EasyPACK™ FS55MR12W1M1H_B11(DC-AC逆变器中的三相逆变桥配置),说明了RDS(on)预测变化的影响[4]。这个例子是在损耗分布中,传导损耗(Pcon)占比很大的应用。Tvj,op从最初的148°C到150°C的最坏情况EoAP仅上升2K。结果证明,哪怕是使用了20年后,RDS(on)的轻微变化导致的Tvj,op增加也可以忽略不计。  

wKgaomWuIMSAChJtAACPZBJZo4I439.png 图4.最坏情况EoL评估:Vdc:800V,Irms:18A,fout:50Hz,fsw:50kHz,cos(φ):1,Th=80°C。

图中文字: Power loss:功率损耗 Initial point:初始点 Worst-case EoAP:最坏情况EoAP   这种方法意味着,最大漂移应当是在所描述的最坏情况下出现的。借助全新的M1H芯片,客户将能从数据表的规格范围中,选择最适用于其应用的参数。栅极信号中的寄生过冲和下冲不会影响漂移,无需从应用的角度考虑。因此,可以节省时间和精力。  请注意:在控制良好的栅极偏置电平下运行的应用,远低于数据表的最大限制,例如,+18V/-3V,在相同的开关周期数下,RDS(on)的变化幅度甚至更小。  结论   我们通过在各种开关条件下进行长期的测试,研究了在实际应用条件下的阈值电压特性。我们开发并采用了一种应力测试程序,来确定在现实的应用开关条件下,最坏情况EoAP参数漂移,为我们的客户提供了可靠的预测模型。   除了其他关键的改进外,英飞凌推出的1200V CoolSiC™ MOSFET,即M1H,还显示出了出色的稳定性,并降低了漂移现象的影响。     想一站式了解更多英飞凌Easy碳化硅模块干货? 心动不如行动,点击本链接或者扫描以下二维码报名:  wKgaomWuINGAEOehAACvjzmCTAE746.jpg    参考文献 [1] 英飞凌应用说明 2018-09   [2] P. Salmen, M. W. Feil, K. Waschneck, H.Reisinger, G. Rescher, T. Aichinger: 一种新的测试程序,可实际评估 SiC MOSFET 在开关运行中的寿命终止电气参数稳定性;2021 IEEE 国际可靠性物理研讨会(IRPS)(2021 年)   [3] 英飞凌:白皮书 08-2020:英飞凌如何控制和确保 SiC 基功率半导体的可靠性,第 11–21 页;   [4] 数据表 FS55MR12W1M1H_B11    

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